簡介

　　鎖相環(huán)（PLL）是現代通信系統(tǒng)的基本構建模塊。PLL通常用在無線電接收機或發(fā)射機中，主要提供本振（LO）功能；也可用于時鐘信號分配和降噪，而且越來越多地用作高采樣速率模數（A/D）轉換的時鐘源。

　　隨著集成電路加工中功能器件的尺寸縮小，器件電源電壓也呈下降趨勢，包括PLL和其它混合信號功能所用的電源。然而，PLL的關鍵元件壓控振蕩器（VCO）的實用技術要求并未隨之大幅降低。許多高性能VCO設計仍然采用分立電路來實施，可能要求高達30 V的電源電壓。這就給當今的PLL或RF系統(tǒng)設計師提出了挑戰(zhàn)：低壓PLL IC如何與高壓VCO實現接口。電平轉換接口通常利用有源濾波電路來實施，這將在下文討論。

　　本文將分析說明PLL的基本原理，考察采用高壓VCO的PLL設計的當前技術水平，討論典型架構的利弊，并介紹高壓VCO的一些替代方案。

　　PLL基本原理

　　鎖相環(huán)（圖1）是一個反饋系統(tǒng)，其中相位比較器或鑒相器驅動反饋環(huán)路中的VCO，使振蕩器頻率（或相位）精確跟蹤所施加的參考頻率。通常需要用濾波電路，對正/負誤差信號求積分并使之平坦，以及提高環(huán)路穩(wěn)定性。反饋路徑中常包含分頻器，使輸出頻率（VCO的范圍內）為參考頻率的倍數。分頻器的頻率倍數N可以是整數，也可以是小數，PLL相應地稱為“整數N分頻PLL或小數N分頻PLL;。

　　PLL是負反饋控制環(huán)路，因此達到均衡時，頻率誤差信號必須為零，以便在VCO輸出端產生精確且穩(wěn)定的頻率N FREF。

　　PLL有多種實施方法，根據所需頻率范圍、噪聲和雜散性能以及物理尺寸，可以采用全數字式、全模擬式或混合電路。目前，高頻（或RF）PLL的常用架構既含有全數字式模塊，如反饋分頻器和鑒相器等，也含有高精度模擬電路，如電荷泵和VCO等。混合信號PLL的主要特點包括：

　　參考頻率：穩(wěn)定、精確的基準頻率，RF輸出將鎖相于該頻率；通常源于晶振或溫度控制晶體振蕩器（TCXO）。

　　鑒頻鑒相器（PFD）：從參考信號和反饋信號中產生相位誤差信號。

　　電荷泵：將誤差信號轉換為與相位誤差成比例的正/負電流脈沖串。

　　環(huán)路濾波器：對來自電荷泵的電流脈沖求積分，向VCO調諧端口提供干凈的電壓。

　　VCO：根據調諧端口上的電壓（Vtune），輸出一個頻率。VCO具有增益KV，用MHz/V表示。VCO輸出頻率與輸入控制電壓的基本關系表達式為fo = fc + Kv （Vtune），其中fc為VCO偏移頻率。

　　N分頻器：將輸出頻率倍除為PFD或參考頻率。可以簡單地采用整數倍除，也可以采用小數倍除（小數N分頻器），采用后者的越來越多。小數分頻器的實施很簡單，只需切換整數分頻器的除數便可獲得小數平均值（例如，要獲得平均值4.25，可以計數到4三次并計數到5一次；這樣就計數了17個脈沖，并生成了4個脈沖，因此頻率比為17/4 = 4.25）。實踐中，借助高分辨率噪聲整形轉換器所用的技術可以實現更好的效果。因此，小數方法通常采用Σ-Δ結構實施，它具有雜散頻率少的優(yōu)勢。

　　顯示了當前器件的高度集成電路示例，這是集成VCO的小數N分頻PLL IC ADF4350寬帶頻率合成器的框圖，其輸出頻率范圍為137.5 MHz至4400 MHz。（集成VCO的寬帶寬PLL部分簡要描述了其功能。

　　限制PLL性能的主要特性有相位噪聲、雜散頻率和鎖定時間。

　　相位噪聲：相當于時域中的抖動，相位噪聲是振蕩器或PLL噪聲在頻域中的表現。它是PLL中各器件所貢獻噪聲的均方根和?；陔姾杀玫腜LL可以抑制環(huán)路濾波器帶寬內的VCO噪聲。在環(huán)路帶寬之外，VCO噪聲占主導地位。

　　雜散：雜散頻率由電荷泵定期更新VCO調諧電壓而引起，并以與載波相差PFD頻率的偏移頻率出現。在小數N分頻PLL中，小數分頻器操作也會引起雜散。

　　鎖定時間：從一個頻率變?yōu)榱硪粋€頻率或響應瞬時偏移時，PLL的相位或頻率返回鎖定范圍所需的時間。它以頻率或相位建立性能來確定，其作為特性的重要程度視應用而定。

　　為什么VCO仍然用高壓？

　　高性能VCO是最后幾種不為硅集成潮流所動的電子器件之一。僅幾年前，手機所用的VCO才完全集成到手機無線電芯片組中。但是，在蜂窩基站、微波點對點系統(tǒng)、軍用和航空航天產品以及其它高性能應用中，基于硅的VCO則能力有限，仍然需要采用分立方式來實施VCO。原因如下：

　　大多數商用分立VCO采用容值可變的變容二極管，作為LC振蕩電路的可調諧元件。改變二極管的電壓會改變其電容，從而改變振蕩電路的諧振頻率。

　　變容二極管的任何電壓噪聲都會被VCO增益KV（用MHz/V表示）放大，并轉換為相位噪聲。要使VCO相位噪聲保持最小，KV必須盡可能小，但為了實現合理的寬調諧范圍，KV必須較大。因此，對于要求低相位噪聲和寬調諧范圍的應用，VCO制造商通常會設計低增益、輸入電壓范圍較大的振蕩器，以滿足這些相互矛盾的要求。

　　窄帶VCO的典型電壓調諧范圍為0.5 V至4.5 V，寬帶VCO通常為1 V至14 V，某些情況下可以寬達1 V至28 V。

　　同軸諧振器振蕩器（CRO）是另一種特殊類型VCO，利用極低增益和寬輸入調諧電壓來實現超低相位噪聲，通常用于窄帶專用移動無線電和陸地移動無線電應用。

　　與高壓VCO接口

　　大多數商用PLL頻率合成器IC提供電荷泵輸出，其上限約為5.5 V；當環(huán)路濾波器僅使用無源器件時，VCO要求較高的調諧電壓，該輸出不足以直接驅動VCO。為了達到較高的調諧電壓，必須利用運算放大器電路實施有源環(huán)路濾波器拓撲結構。

　　實現這種結構的最簡單方法是在無源環(huán)路濾波器之后添加一個增益級。雖然易于設計，但這種方法有幾個缺點：反相運算放大器配置具有低輸入阻抗，會使無源環(huán)路濾波器承受負載，從而改變環(huán)路動態(tài)特性；同相配置具有足夠高的輸入阻抗，不會使濾波器承受負載，但有源濾波器增益會放大運算放大器的任何噪聲，從而無法受益于前置無源環(huán)路濾波器的濾波功能。更好的拓撲結構是將增益級與濾波器集成于單一有源濾波器模塊中。建議采用前置濾波，避免來自電荷泵的極短電流脈沖過驅放大器，否則這可能會限制輸入電壓額定值。

　　顯示建議有源濾波器拓撲結構的兩個示例，其中前置濾波分別使用反相和同相增益。請注意，這些放大器電路是真時間積分器，可強迫PLL環(huán)路在輸入端保持零誤差。環(huán)路之外，所示拓撲結構可能會漂移至供電軌

　　反相拓撲結構的優(yōu)勢是可以將電荷泵輸出偏置在固定電壓，通常為電荷泵電壓的一半（VP/2），此時對雜散性能最有利。注意應提供干凈的偏置電壓，最好是來源于ADP150等專用低噪聲線性穩(wěn)壓器，并在盡可能靠近運算放大器輸入引腳處充分去耦。分壓器網絡所用的電阻值應盡可能小，以便降低噪聲。使用反相拓撲結構時，必須確保PLL IC允許PFD極性反轉；如有必要，應抵消運算放大器的反轉，以正確的極性驅動VCO。ADF4xxx系列就具有這種特性。

　　同相環(huán)路濾波器配置不需要專用偏置，因此這種解決方案可能更緊湊。此時，電荷泵電壓不是偏置在固定電平，而是在其工作電壓范圍內變化。因此，采用此類濾波器時，使用具有軌到軌輸入的運算放大器更為關鍵。（下一節(jié)將說明輸入電壓范圍要求。）

　　選擇運算放大器

　　運算放大器的選擇對于最大限度地發(fā)揮有源濾波器的潛能至關重要。除帶寬外，需要考慮的主要性能規(guī)格有：

　　噪聲電壓密度，用nV/√Hz表示

　　電流噪聲，用pA/√Hz表示

　　輸入偏置電流

　　共模電壓范圍

　　濾波器輸出直接影響所產生的頻率和相位；因此，運算放大器的噪聲電壓密度可以顯示有源濾波器將增加多少相位噪聲。放大器噪聲在PLL環(huán)路帶寬內和帶外均會產生影響，在環(huán)路濾波器的轉折頻率處最為顯著，具有高噪聲電壓密度的放大器尤其突出。因此，放大器噪聲必須保持較低水平，才能完成放大器和高壓VCO的使命，提供較低的相位噪聲。10 nV/√Hz以下是一個不錯的設計目標。與誤差電流脈沖相比，電流噪聲一般非常小，因此其影響往往比電壓噪聲小得多。

　　相對于PFD輸出電流，如果運算放大器具有較為明顯的輸入偏置電流，則可能會導致PLL輸出頻譜上出現較大的雜散。為使VCO調諧電壓保持恒定且PLL保持鎖定，電荷泵必須補償每個PFD周期中運算放大器輸入端所耗用的偏置電流。這就會在PFD頻率調制VTUNE電壓，并在載波周圍引起雜散，其偏移等于PFD頻率。輸入偏置電流越高，對VTUNE電壓的調制越大，雜散幅度越高。

　　共模電壓范圍或輸入電壓范圍（IVR）是運算放大器的另一個重要特性，但常被忽視，導致終端設計發(fā)生嚴重問題。IVR決定輸入引腳上最大/最小信號與正/負供電軌之間所需的間隙。

　　對于采用±15 V電源供電的早期運算放大器，典型IVR為±12 V。后來加入了緩慢的橫向PNP輸入級，使得IVR可以包括負供電軌，從而提供單電源工作能力。雖然任何運算放大器均能采用地和正電源供電，但必須注意輸入與供電軌的間距。

　　例如，頗受歡迎的OP27采用±15 V電源時，IVR為±12.3 V。這意味著，輸入電壓至少需要與正負供電軌相差±2.7 V。對于單電源供電、寬輸入擺幅應用，范圍低端的這種限制將使該放大器缺乏吸引力。如果使用雙電源設計方案，則運算放大器的選擇范圍廣得多（而且可輕松解決輸入偏置問題）。如果必須采用單電源設計，請使用具有軌到軌輸入擺幅的運算放大器（但其中許多放大器可能具有較高的噪聲電壓特性）。因此，為獲得最佳效果，運算放大器需要具有低噪聲電壓密度、低輸入偏置電流和軌到軌輸入，以便實現低相位噪聲、低雜散和單電源供電。表1列出了ADI公司的一些運算放大器及其上述設計標準的相關特性。

　　表1. 建議在PLL有源環(huán)路濾波器中使用的運算放大器

運算放大器    電壓噪聲，               電流噪聲，       輸入偏置電流     輸入電壓范圍,    VSUPPLY 最大電源電壓，

　　           f = 1 kHz (nV/√Hz)f = 1 kHz (pA/√Hz)    (典型值)      與低供電軌的間隙（V） 單電源（V）

AD820             16                                   0.8                          2 pA                     –0.2                           36

OP184              3.9                                 0.4                           60 nA                      0                             36

AD8661            12                                 0.1                           0.3 pA                   –0.1                          16

OP27                  3                                  0.4                           10 nA                     +2.7                         36

AD8099             2                                   8                             100 nA                   +1.3                          12

　　運算放大器的選擇取決于應用。如果PFD雜散遠離環(huán)路帶寬（例如在小數N分頻頻率合成器中），則可以選用雙極性結型晶體管輸入（BJT）運算放大器，如OP184或OP27等。環(huán)路濾波器將會很好地衰減BJT的高輸入偏置電流所引起的PFD雜散，而且PLL可以充分利用BJT運算放大器的低噪聲電壓密度特性。

　　如果應用要求較小的PFD與環(huán)路帶寬比（例如在整數N分頻頻率合成器中），則應折衷考慮噪聲與雜散水平；AD820和AD8661可能是較佳選擇。

　　值得注意的是，雖然有源濾波器往往會增加PLL的噪聲，但它能夠充當緩沖器，在一些特定應用中具有無源濾波器所不及的性能優(yōu)勢。例如，如果VCO調諧端口的泄漏電流較高，導致PFD雜散較高，則可以使用運算放大器來降低雜散水平。運算放大器的低阻抗輸出可輕松彌補調諧端口泄漏電流。

　　設計示例

　　考慮這樣一個例子，其中LO的規(guī)格要求如下：

　　倍頻程調諧范圍：1000 MHz至2000 MHz

　　相位噪聲要求：–142 dBc/Hz（1 MHz偏移）

　　雜散：小于–70 dBc

　　通道間隔：250 kHz

　　鎖定時間：小于2 ms

　　單電源：15 V或30 V

　　為在1-GHz頻帶上工作，同時滿足相位噪聲要求，有必要使用高壓VCO和有源環(huán)路濾波器。相位噪聲和雜散特性以及單電源限制，將決定運算放大器的選擇。為了達到雜散要求，運算放大器必須具有低輸入偏置電流，而為了實現最佳相位噪聲性能，運算放大器必須具有低電壓噪聲。選擇JFET輸入運算放大器可以兼顧以上兩個要求，例如AD8661，其輸入偏置電流為0.3 pA，電壓噪聲為12 nV/√Hz。該器件還能處理單電源要求。選擇RFMDUMS-2000-A16 VCO來滿足倍頻程范圍要求。

　　開始設計時，最好利用支持有源濾波器拓撲結構的ADIsimPLLTM工具進行仿真。圖3所示為兩種推薦的濾波器類型；ADIsimPLL還支持其它配置。

　　PLL選擇ADF4150，它具有整數和小數兩種工作模式，提供2/4/8/16/32幾種輸出分頻器選項，可覆蓋從2 GHz至31.25 MHz的連續(xù)頻率。ADF4150與圖2所示的ADF4350相似，但前者允許選擇外部VCO，適合需要滿足更嚴苛相位噪聲要求的應用。在仿真過程中，PLL環(huán)路濾波器設置為20 kHz，以期減小運算放大器的噪聲貢獻，同時使PLL鎖定時間小于2 ms。

　　為采用以下器件的仿真系統(tǒng)與測量系統(tǒng)噪聲（dBc）與頻率偏移關系曲線：ADF4150 PLL、UMS VCO和基于AD8661的濾波器。兩條曲線均顯示，由于有源環(huán)路濾波器增加的噪聲，約20 kHz時出現峰值噪聲–90 dBc，不過仍然實現了1 MHz偏移時–142 dBc/Hz的目標。若要降低帶內噪聲，可以使用OP184或OP27等噪聲更低的運算放大器，但雜散會提高；或者將PLL環(huán)路帶寬降至20 kHz以下。

　　使用OP27時性能約改善6 dB。這種情況下，因為環(huán)路帶寬相對較窄，所以雜散并未顯著增加。進一步降低帶寬可以改善100 kHz以下偏移的相位噪聲，但PLL鎖定時間會延長。所有這些權衡考慮均可以在進入實驗室設計之前，利用ADIsimPLL模擬進行測試。

　　高壓PLL

　　以上討論都圍繞利用有源濾波器實現低壓PLL器件與高壓VCO接口而展開。不過，高壓PLL已經出現，因而使用有源濾波器的必要性大大降低。例如ADF4113HV PLL，它集成高壓電荷泵，歸一化相位本底噪聲為212 dBc/Hz。對于該器件，PLL電荷泵輸出可以高達15 V，因此VCO之前可以使用更為簡單的無源濾波器。

　　該高壓PLL系列產品將會不斷擴充，不久將會出現最大電壓為30 V的器件，以及具有高壓電荷泵的小數N分頻PLL。有關產品更新和新產品信息，請訪問PLL網站。

　　集成VCO的寬帶寬PLL

　　另外可以用完全集成的高性能PLL，例如圖2所示的ADF4350等，代替有源濾波器與高壓VCO組合。這種情況下，VCO集成在芯片內。采用多頻段VCO方法可以避免上述權衡考慮寬調諧范圍與低相位噪聲的問題。ADF4350片內集成三個獨立的VCO，每個VCO均有16個重疊子頻段，因而共有48個子頻段。每次更新頻率時，就會啟動自動校準程序，以選擇合適的VCO子頻段。

　　這真正體現出從分立式VCO設計轉向硅解決方案的優(yōu)勢：在極小的面積上實現非常高的集成度，從而使設計更加靈活。例如，ADF4350同時集成了可編程輸出分頻器級，可以覆蓋從137.5 MHz至4.4 GHz的頻率，這對于希望多種頻率和標準均采用同一設計的無線電設計師極具吸引力。

　　ADF4350采用5 mm2 LFCSP封裝，而標準VCO封裝為12.7 mm2。同時性能水平也接近分立設計；相位噪聲在100 kHz偏移時為114 dBc/Hz，在1 MHz偏移時為–134 dBc/Hz。