縱觀電源市場，沒有哪一個拓?fù)淠芟穹醇る娐纺敲雌占?，可見反激電源在電源設(shè)計(jì)中具有不可替代的地位。說句不算夸張的話，把反激電源設(shè)計(jì)徹底搞透了，哪怕其他的拓?fù)湟稽c(diǎn)不懂，在職場上找個月薪10K的工作也不是什么難事。

　　提綱

　　1、反激電路是由buck-boost拓?fù)溲葑兌鴣?，先分析一下buck-boost電路的工作過程。

　　工作時(shí)序說明：

　　t0時(shí)刻，Q1開通，那么D1承受反向電壓截止，電感電流在輸入電壓作用下線性上升。

　　t1時(shí)刻，Q1關(guān)斷，由于電感電流不能突變，所以，電感電流通過D1，向C1充電。并在C1兩端電壓作用下，電流下降。

　　t2時(shí)刻，Q1開通，開始一個新的周期。

　　從上面的波形圖中，我們可以看到，在整個工作周期中，電感L1的電流都沒有到零。所以，這個工作模式是電流連續(xù)的CCM模式，又叫做能量不完全轉(zhuǎn)移模式。因?yàn)殡姼兄械膬δ軟]有完全釋放。

　　從工作過程我們也可以知道，這個拓?fù)淠芰總鬟f的方式是，在MOS管開通時(shí)，向電感中儲存能量，MOS管關(guān)斷時(shí)，電感向輸出電容釋放能量。MOS管不直接向負(fù)載傳遞能量。整個能量傳遞過程是先儲存再釋放的過程。整個電路的輸出能力，取決于電感的儲存能力。我們還要注意到，根據(jù)電流流動的方向，可以判斷出，在輸入輸出共地的情況下，輸出的電壓是負(fù)電壓。

　　MOS管開通時(shí)，電感L1承受的是輸入電壓，MOS關(guān)斷時(shí)，電感L1承受的是輸出電壓。那么，在穩(wěn)態(tài)時(shí)，電路要保證電感不進(jìn)入飽和，必定要保證電感承受的正向和反向的伏秒積的平衡。那么：

　　Vin×（t1-t0）=Vout×（t2-t1），假如整個工作周期為T，占空比為D，那么就是：Vin×D=Vout×（1-D）

　　那么輸出電壓和占空比的關(guān)系就是：Vout=Vin×D/（1-D）

　　同時(shí)，我們注意看MOS管和二極管D1的電壓應(yīng)力，都是Vin+Vout

　　另外，因?yàn)槭荂CM模式，所以從電流波形上可以看出來，二極管存在反向恢復(fù)問題。MOS開通時(shí)有電流尖峰。

　　上面的工作模式是電流連續(xù)的CCM模式。在原圖的基礎(chǔ)上，把電感量降低為80uH，其他參數(shù)不變，仿真看穩(wěn)態(tài)的波形如下：

　　t0時(shí)刻，Q1開通，那么D1承受反向電壓截止，電感電流在輸入電壓作用下從0開始線性上升。

　　t1時(shí)刻，Q1關(guān)斷，由于電感電流不能突變，所以，電感電流通過D1，向C1充電。并在C1兩端電壓作用下，電流下降。

　　t2時(shí)刻，電感電流和二極管電流降到零。D1截止，MOS的結(jié)電容和電感開始發(fā)生諧振。所以可以看見MOS的Vds電壓出現(xiàn)周期性的振蕩。

　　t3時(shí)刻，Q1再次開通，進(jìn)入一個新的周期。

　　在這個工作模式中，因?yàn)殡姼须娏鲿搅?，所以是電流不連續(xù)的DCM模式。有叫做能量完全轉(zhuǎn)移模式，因?yàn)殡姼兄袃Υ娴哪芰客耆D(zhuǎn)移到了輸出端。而二極管因?yàn)橐补ぷ髟贒CM狀態(tài)，所以沒有反向恢復(fù)的問題。 但是我們應(yīng)該注意到，DCM模式的二極管、電感和MOS漏極的峰值電流是大于上面的CCM模式的。

　　需要注意的是在DCM下的伏秒積的平衡是：

　　Vin×（t1-t0）=Vout（t2-t1）

　　只是個波形的正反問題。就好象示波器的探頭和夾子如果反過來，那么波形就倒過來。

　　你注意看圖的右邊，看波形具體的定義是什么。有的波形是兩個點(diǎn)相減出來的。

　　看波形圖也要配合這原理圖來看的。

　　當(dāng)MOS開通的時(shí)候，二極管D1承受著反壓，是一個負(fù)的電壓。MOS關(guān)斷的時(shí)候，二極管導(dǎo)通，正向壓降很低二極管的反向恢復(fù)，和其工作時(shí)PN結(jié)的載流子的運(yùn)動有關(guān)系。DCM時(shí)，因?yàn)槎O管已經(jīng)沒有電流流過了，內(nèi)部載流子已經(jīng)完成了復(fù)合過程。所以不存在反向回復(fù)問題。會有一點(diǎn)點(diǎn)反向電流，不過那是結(jié)電容造成的。

　　在CCM和DCM模式有個過渡的狀態(tài)，叫CRM，就是臨界模式。這個模式就是電感電流剛好降到零的時(shí)候，MOS開通。這個方式就是DCM向CCM過渡的臨界模式。CCM在輕載的時(shí)候，會進(jìn)入DCM模式的。CRM模式可以避免二極管的反向恢復(fù)問題。同時(shí)也能避免深度DCM時(shí)，電流峰值很大的缺點(diǎn)。要保持電路一直工作在CRM模式，需要用變頻的控制方式。

　　我還注意到，在DCM模式，電感電流降到零以后，電感會和MOS的結(jié)電容諧振，給MOS結(jié)電容放電。那么，是不是可以有種工作方式是當(dāng)MOS結(jié)電容放電到最低點(diǎn)的時(shí)候，MOS開通進(jìn)入下一個周期，這樣就可以降低MOS開通的損耗了。答案是肯定的。這種方式就叫做準(zhǔn)諧振，QR方式。也是需要變頻控制的。不管是PWM模式，CRM模式，QR模式，現(xiàn)在都有豐富的控制IC可以提供用來設(shè)計(jì)。

　　2、那么我們常說，反激flyback電路是從buck-boost電路演變而來，究竟是如何從buck-boost拓?fù)溲葑兂龇醇lyback拓?fù)涞哪?？請看下面的圖：

　　這是基本的buck-boost拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。下面我們把MOS管和二極管的位置改變一下，都挪到下面來。變成如下的電路結(jié)構(gòu)。這個電路和上面的電路是完全等效的。

　　接下來，我們把這個電路，從A、B兩點(diǎn)斷開，然后在斷開的地方接入一個變壓器，得到下圖：

　　為什么變壓器要接在這個地方？因?yàn)閎uck-boost電路中，電感上承受的雙向伏秒積是相等的，不會導(dǎo)致變壓器累積偏磁。我們注意到，變壓器的初級和基本拓?fù)渲械碾姼惺遣⒙?lián)關(guān)系，那么可以將變壓器的勵磁電感和這個電感合二為一。另外，把變壓器次級輸出調(diào)整一下，以適應(yīng)閱讀習(xí)慣。得到下圖：

　　這就是最典型的隔離flyback電路了。由于變壓器的工作過程是先儲存能量后釋放，而不是僅僅擔(dān)負(fù)傳遞能量的角色。故而這個變壓器的本質(zhì)是個耦合電感。采用這個耦合電感來傳遞能量，不僅可以實(shí)現(xiàn)輸入與輸出的隔離，同時(shí)也實(shí)現(xiàn)了電壓的變換，而不是僅僅靠占空比來調(diào)節(jié)電壓。

　　由于此耦合電感并非理想器件，所以存在漏感，而實(shí)際線路中也會存在雜散電感。當(dāng)MOS關(guān)斷時(shí)，漏感和雜散電感中的能量會在MOS的漏極產(chǎn)生很高的電壓尖峰，從而會導(dǎo)致器件的損壞。故而，我們必須對漏感能量進(jìn)行處理，最常見的就是增加一個RCD吸收電路。用C來暫存漏感能量，用R來耗散之。

　　下面先讓我們仿真一下反激flyback電路的工作過程。在使用耦合電感仿真的時(shí)候，我們需要知道saber中，耦合電感怎么用。簡單的辦法，就是選擇一個理想的線性變壓器，然后設(shè)置其電感量來仿真。還有一個辦法，就是利用耦合電感K這個模型來仿真。下圖是我們用來仿真的電路圖，為了讓大家能看到元件參數(shù)的設(shè)置，我把所有元件的關(guān)鍵參數(shù)都顯示出來了。還有，因?yàn)榉抡娴男枰?，我把輸入和輸出共地，?shí)際電路當(dāng)然是隔離的。

　　細(xì)心的朋友可能會注意到，變壓器的初級電感量是202uH，參與耦合的卻只有200uH，那么有2uH是漏感。次級是50uH，沒有漏感。變壓器的電感比是200：50，那么意味著變壓器的匝比NP/NS=2：1設(shè)定瞬態(tài)掃描，時(shí)間10ms，步長10ns，看看穩(wěn)態(tài)時(shí)的波形吧：

　　下面先簡單敘述其工作原理：

　　t0時(shí)刻，MOS開通。變壓器初級電流在輸入電壓的作用下，線性上升，上升速率為Vin/l1。變壓器初級電壓感應(yīng)到次級，整流二極管反向截止。二極管承受反壓為Vin/（NP/NS）+Vout。

　　t1時(shí)刻，MOS關(guān)斷。 變壓器初級電流被強(qiáng)制關(guān)斷。我們知道電感電流是不能突變的，而現(xiàn)在MOS要強(qiáng)制關(guān)斷初級電流，那么初級電感就會在MOS關(guān)斷過程中，在初級側(cè)產(chǎn)生一個感應(yīng)電動勢。根據(jù)電磁感應(yīng)定律，我們知道，這個感應(yīng)電動勢在原理圖中是下正上負(fù)的。這個感應(yīng)電動勢通過變壓器的繞組耦合到次級，由于次級的同名端和初級是反的。所以次級的感應(yīng)電動勢是上正下負(fù)。當(dāng)次級的感應(yīng)電動勢達(dá)到輸出電壓時(shí)，次級整流二極管導(dǎo)通。初級電感在MOS開通時(shí)儲存的能量，通過磁芯耦合到次級電感，然后通過次級線圈釋放到次級輸出電容中。在向輸出電容中轉(zhuǎn)移能量的過程中，由于次級輸出電容容量很大，電壓基本不變，所以次級電壓被箝位在輸出電壓Vout，那么因?yàn)榇判纠@組電壓是按匝數(shù)的比例關(guān)系，所以此時(shí)初級側(cè)的電壓也被箝位在Vout/（NS/NP），這里為了簡化分析，我們忽略了二極管的正向?qū)▔航怠?/p>

　　現(xiàn)在我們引入一個非常重要的概念，反射電壓Vf。反射電壓Vf就是次級繞組在向次級整流后的輸出電容轉(zhuǎn)移能量時(shí)，把次級輸出電壓按照初次級繞組的匝數(shù)比關(guān)系反射到初級側(cè)繞組的電壓，數(shù)值為：Vf=（Vout+Vd）/（NS/NP），式中，Vd是二極管的正向?qū)▔航?。在本例中，Vout約為20V，Vd約為1V，NP/NS=2，那么反射電壓約為42V。從波形圖上可以證實(shí)這一點(diǎn)。那么我們從原理圖上可以知道，此時(shí)MOS的承受的電壓為Vin+Vf。

　　也有朋友注意到了，在MOS關(guān)斷的時(shí)候，Vds的波形顯示，MOS上的電壓遠(yuǎn)超過Vin+Vf！這是怎么回事呢？這是因?yàn)?，我們的這個例子中，變壓器的初級有漏感。漏感的能量是不會通過磁芯耦合到次級的。那么MOS關(guān)斷過程中，漏感電流也是不能突變的。漏感的電流變化也會產(chǎn)生感應(yīng)電動勢，這個感應(yīng)電動勢因?yàn)闊o法被次級耦合而箝位，電壓會沖的很高。那么為了避免MOS被電壓擊穿而損壞，所以我們在初級側(cè)加了一個RCD吸收緩沖電路，把漏感能量先儲存在電容里，然后通過R消耗掉。當(dāng)然，這個R不僅消耗漏感能量。因?yàn)樵贛OS關(guān)斷時(shí)，所有繞組都共享磁芯中儲存的能量。其實(shí)，留意看看，初級配上RCD吸收電路，和次級整流濾波后帶一個電阻負(fù)載，電路結(jié)構(gòu)完全是相同的。故而初級側(cè)這時(shí)候也像一個輸出繞組似的，只不過輸出的電壓是Vf，那么Vf也會在RCD吸收回路的R上產(chǎn)生功率。因此，初級側(cè)的RCD吸收回路的R不要取值太小，以避免Vf在其上消耗過多的能量而降低效率。t3時(shí)刻，MOS再次開通，開始下一個周期。那么現(xiàn)在有一個問題。在一個工組周期中，我們看到，初級電感電流隨著MOS的關(guān)斷是被強(qiáng)制關(guān)斷的。在MOS關(guān)斷期間，初級電感電流為0，電流是不連續(xù)的。那么，是不是我們的這個電路是工作在DCM狀態(tài)的呢？

　　在flyback電路中，CCM和DCM的判斷，不是按照初級電流是否連續(xù)來判斷的。而是根據(jù)初、次級的電流合成來判斷的。只要初、次級電流不同是為零，就是CCM模式。而如果存在初、次級電流同時(shí)為零的狀態(tài)，就是DCM模式。介于二者之間的就是CRM過渡模式。

　　所以根據(jù)這個我們從波形圖中可以看到，當(dāng)MOS開通時(shí)，次級電流還沒有降到零。而MOS開通時(shí)，初級電流并不是從零開始上升，故而，這個例子中的電路是工作在CCM模式的。我們說過，CCM模式是能量不完全轉(zhuǎn)移的。也就是說，儲存在磁芯中的能量是沒有完全釋放的。但進(jìn)入穩(wěn)態(tài)后，每周期MOS開通時(shí)新增儲存能量是完全釋放到次級的。否則磁芯會飽和的。

　　在上面的電路中，如果我們增大輸出負(fù)載的阻值，降低輸出電流，可以是電路工作模式進(jìn)入到DCM狀態(tài)。為了使輸出電壓保持不變，MOS的驅(qū)動占空比要降低一點(diǎn)。其他參數(shù)保持不變。

　　同樣，設(shè)定瞬態(tài)掃描，時(shí)間10ms，步長10ns，看看穩(wěn)態(tài)時(shí)的波形吧：

　　t0時(shí)刻，MOS開通，初級電流線性上升。

　　t1時(shí)刻，MOS關(guān)斷，初級感應(yīng)電動勢耦合到次級向輸出電容轉(zhuǎn)移能量。漏感在MOS上產(chǎn)生電壓尖峰。輸出電壓通過繞組耦合，按照匝比關(guān)系反射到初級。這些和CCM模式時(shí)是一樣的。這一狀態(tài)維持到t2時(shí)刻結(jié)束。

　　t2時(shí)刻，次級二極管電流，也就是次級電感電流降到了零。這意味著磁芯中的能量已經(jīng)完全釋放了。那么因?yàn)槎茈娏鹘档搅肆?，二極管也就自動截止了，次級相當(dāng)于開路狀態(tài)，輸出電壓不再反射回初級了。由于此時(shí)MOS的Vds電壓高于輸入電壓，所以在電壓差的作用下，MOS的結(jié)電容和初級電感發(fā)生諧振。諧振電流給MOS的結(jié)電容放電。Vds電壓開始下降，經(jīng)過1/4之一個諧振周期后又開始上升。由于RCD箝位電路的存在，這個振蕩是個阻尼振蕩，幅度越來越小。

　　t2到t3時(shí)刻，變壓器是不向輸出電容輸送能量的。輸出完全靠輸出的儲能電容來維持。

　　t3時(shí)刻，MOS再次開通，由于這之前磁芯能量已經(jīng)完全釋放，電感電流為零。所以初級的電流是從零開始上升的。

　　從CCM模式和DCM模式的波形中我們可以看到二者波形的區(qū)別：

　　1，變壓器初級電流，CCM模式是梯形波，而DCM模式是三角波。

　　2，次級整流管電流波形，CCM模式是梯形波，DCM模式是三角波。

　　3，MOS的Vds波形，CCM模式，在下一個周期開通前，Vds一直維持在Vin+Vf的平臺上。而DCM模式，在下一個周期開通前，Vds會從Vin+Vf這個平臺降下來發(fā)生阻尼振蕩。

　　所以，只要有示波器，我們就可以很容易從波形上看出來反激電源是工作在CCM還是DCM狀態(tài)。

　　另外，從DCM的工作波形上，我們也可以得到一些有意義的提示。

　　例如，假如我們控制使次級繞組電流降到零的瞬間，開通MOS進(jìn)入下一個周期。這樣可以有效利用占空比，降低初級電流峰值和RMS值。

　　這種工作方式就是叫做CRM方式?？梢杂米冾l帶電流過零檢測的IC來控制。例如L6561MC34262等。

　　還有一種方式，就是次級電流過零后，MOS結(jié)電容和初級電感諧振放電，我們假如讓MOS在Vds降到最低點(diǎn)的時(shí)候開通，那么可以有效降低容性開通造成的能量損失。這種就是前面提到過的QR準(zhǔn)諧振模式。這樣的控制IC現(xiàn)在也有很多