即使是對(duì)經(jīng)驗(yàn)最豐富的電源設(shè)計(jì)人員來(lái)說(shuō)，要在一個(gè)小體積內(nèi)實(shí)現(xiàn)電源效率最大化也不是一件容易的事。需要小型電源設(shè)計(jì)的設(shè)備有很多，在給定時(shí)間內(nèi)，這類(lèi)設(shè)備可能需要為負(fù)載提供數(shù)百瓦的功率。對(duì)于高度限制小于1U的系統(tǒng)，強(qiáng)制空氣冷卻也許不可行，這意味著必須采用成本高昂的大表面積薄型散熱器來(lái)實(shí)現(xiàn)散熱管理。

　　AC/DC電源就是輸入為交流，輸出為直流的電源模塊。其中在這模塊內(nèi)部包含有整流濾波電路，降壓電路和穩(wěn)壓電路。在AC/DC電源轉(zhuǎn)換應(yīng)用中，要求有較寬的輸入范圍，通常要求：85V~265V的交流輸入，輸出電源轉(zhuǎn)換效率要求高，同時(shí)能有效提高節(jié)能性能，滿負(fù)載效率在AC/DC電源設(shè)計(jì)中是一項(xiàng)主要考慮因素。提高AC/DC轉(zhuǎn)換器效率，實(shí)現(xiàn)更好的節(jié)能性能的方法，是綠色能源的倡導(dǎo)。

　　在大多數(shù)情況下，工作在這些功率水平的AC-DC電源需要某些類(lèi)型的有源功率因數(shù)校正(PFC)。將功率半導(dǎo)體直接焊接到PCB板上然后再粘貼到底盤(pán)上，而不是使之絕緣并把它們用螺栓固定到底盤(pán)上?？紤]到熱粘貼材料的成本，整個(gè)組裝成本將會(huì)下降。這也減少了電源的尺寸并減少了設(shè)備連接處溫度約10攝氏度，從而可將平均無(wú)故障時(shí)間間隔大約增加一倍。對(duì)于AC-DC電源，一般把一個(gè)非隔離離線升壓預(yù)轉(zhuǎn)換器用作PFC級(jí)，其DC輸出電壓作為下游隔離DC-DC轉(zhuǎn)換器的輸入。由于這兩個(gè)轉(zhuǎn)換器是彼此串聯(lián)的，故總體系統(tǒng)效率ηSYS為每個(gè)轉(zhuǎn)換器的效率的乘積：

　　(1)

　　由式(1)顯然可見(jiàn)，一種具有眾多高效特性的系統(tǒng)解決方案是結(jié)合交錯(cuò)式雙臨界傳導(dǎo)模式(BCM)PFC與隔離式DC-DC轉(zhuǎn)換器，其中，前者后面跟著不對(duì)稱半橋(AHB)，后者采用了帶自驅(qū)動(dòng)同步整流器的倍流整流器次級(jí)端。

圖1.12V、300W、小型通用AC-DC電源

　　對(duì)于300W-1kW范圍的PFC轉(zhuǎn)換器，應(yīng)該考慮選擇交錯(cuò)式臨界傳導(dǎo)模式(BCM)PFC，因?yàn)樵谙嗨频墓β仕较?，它的效率要高于連續(xù)傳導(dǎo)模式(CCM)PFC控制技術(shù)。交錯(cuò)式BCMPFC基于一種可變頻率控制算法，在這種算法中，兩個(gè)PFC升壓功率級(jí)彼此同步180度錯(cuò)相。由于具備有效的電感紋波電流消除，EMI濾波器和PFC輸出電容中常見(jiàn)的高峰值電流得以減小。輸出PFC大電容受益于紋波電流消除是因?yàn)榱鹘?jīng)等效串聯(lián)電阻(ESR)的ACRMS電流減小。另外，由于升壓MOSFET在依賴于AC線的零電壓開(kāi)關(guān)(ZVS)下關(guān)斷，在零電流開(kāi)關(guān)(ZCS)下導(dǎo)通，故可以進(jìn)一步提高效率。對(duì)于350W的交錯(cuò)式BCMPFC設(shè)計(jì)，MOSFET散熱器可去掉，如圖1所示。另一方面，CCMPFC設(shè)計(jì)中使用的升壓MOSFET則易受與頻率相關(guān)的開(kāi)關(guān)損耗的影響，而開(kāi)關(guān)損耗與輸入電流及線電壓成比例。通過(guò)在零電流時(shí)關(guān)斷交錯(cuò)式BCM升壓二極管，可避免反向恢復(fù)損耗，從而允許使用成本低廉的快速恢復(fù)整流二極管，而且在某些情況下可以無(wú)需散熱器。PFC轉(zhuǎn)換器工作時(shí)的固有特點(diǎn)是：輸出電壓調(diào)節(jié)采用電壓型PWM控制時(shí)9穩(wěn)態(tài)占空比Du為常數(shù)(即導(dǎo)通時(shí)間Ton為常數(shù))，輸人電流接近于正弦波。因此，控制電路中無(wú)須乘法器和電流控制，就可以實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正。

　　對(duì)于隔離式DC-DC轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)，半橋是一個(gè)很好的拓?fù)溥x擇，因?yàn)樗袃蓚€(gè)互補(bǔ)驅(qū)動(dòng)的初級(jí)端MOSFET，且最大漏源電壓受限于所加的DC輸入電壓。LLC通過(guò)可變頻率控制技術(shù)，利用與功率水平設(shè)計(jì)相關(guān)的寄生元素來(lái)實(shí)現(xiàn)ZVS。不過(guò)，由于經(jīng)調(diào)節(jié)的DC輸出只使用電容濾波，這種拓?fù)渥钸m合的是輸出紋波較低、輸出電壓較高的應(yīng)用。

　　AHB主要用于高性能模塊(如CPU、DMA和DSP等)之間的連接，作為SoC的片上系統(tǒng)總線，它包括以下一些特性：?jiǎn)蝹€(gè)時(shí)鐘邊沿操作；非三態(tài)的實(shí)現(xiàn)方式；支持突發(fā)傳輸；支持分段傳輸；支持多個(gè)主控制器；可配置32位~128位總線寬度；支持字節(jié)、半字節(jié)和字的傳輸。AHB系統(tǒng)由主模塊、從模塊和基礎(chǔ)結(jié)構(gòu)AHBInfrastructure)3部分組成，整個(gè)AHB總線上的傳輸都由主模塊發(fā)出，由從模塊負(fù)責(zé)回應(yīng)?；A(chǔ)結(jié)構(gòu)則由仲裁器、主模塊到從模塊的多路器、從模塊到主模塊的多路器、譯碼器(decoder)、虛擬從模塊(dummySlave)、虛擬主模塊(dummyMaster)所組成。

　　對(duì)于300W，12VDC-DC轉(zhuǎn)換器，AHB是一種高效的選擇。由于初級(jí)電流滯后于變壓器的初級(jí)電壓，故可為兩個(gè)初級(jí)MOSFET的ZVS提供必要條件。類(lèi)似于LLC，利用AHB實(shí)現(xiàn)ZVS的能力也取決于對(duì)電路寄生元素的透徹了解，比如變壓器漏電感、匝間電容和分立式器件的結(jié)電容。相比LLC控制中采用的可變頻率控制方法，固定頻率方案可以大大簡(jiǎn)化次級(jí)端自驅(qū)動(dòng)同步整流(SR)的任務(wù)。自驅(qū)動(dòng)SR的柵極驅(qū)動(dòng)電壓很容易由變壓器次級(jí)端推算出來(lái)。增加一個(gè)低端MOSFET驅(qū)動(dòng)器，比如圖2所示的雙路4AFAN3224驅(qū)動(dòng)器，就可以精確給出通過(guò)MOSFST米勒平坦區(qū)的電平轉(zhuǎn)換和高峰值驅(qū)動(dòng)電流。

圖2.FAN3224，利用倍流整流器實(shí)現(xiàn)自驅(qū)動(dòng)同步整流(SR)

　　這種倍流整流器可用于任何雙端電源拓?fù)浜痛驞C電流應(yīng)用，它具有好幾個(gè)突出的特性。首先，其次級(jí)端由一個(gè)簡(jiǎn)單繞組構(gòu)成，可簡(jiǎn)化變壓器結(jié)構(gòu)。其次，由于所需的輸出電感被分配在兩個(gè)電感器上，因大電流流入次級(jí)端而產(chǎn)生的功耗得到更有效的分布。第三，作為占空比(D)的函數(shù)，兩個(gè)電感紋波電流彼此抵消。抵消掉的兩個(gè)電感電流之和擁有兩倍于開(kāi)關(guān)頻率的視在頻率(apparentfrequency)，故允許更高的頻率，此外流入輸出電感的峰值電流更低。

　　加在次級(jí)端整流器上的電壓不對(duì)稱可能是AHB的缺點(diǎn)之一。當(dāng)AHB在其限值D=0.5附近工作時(shí)，加載的SR電壓幾乎可達(dá)到匹配。然而，更合理的方案是，通過(guò)對(duì)變壓器的匝數(shù)比進(jìn)行設(shè)計(jì)，使D在額定工作期間保持在0.25。

　　調(diào)節(jié)器之后是一個(gè)帶自驅(qū)動(dòng)SR的不對(duì)稱半橋DC-DC轉(zhuǎn)換器，如圖1所示。

　　表1.小型AC-DC電源設(shè)計(jì)規(guī)格

　　表1中的規(guī)格是對(duì)全部設(shè)計(jì)要求的簡(jiǎn)單小結(jié)。主要設(shè)計(jì)目標(biāo)如下：

　　1.在盡可能寬的范圍上獲得最大效率。

　　2.實(shí)現(xiàn)盡可能小的設(shè)計(jì)尺寸。

　　3.散熱器的使用和尺寸最小化。

　　在盡可能寬的負(fù)載范圍上獲得最大效率需要對(duì)每一個(gè)功率水平的材料和元件選擇進(jìn)行仔細(xì)考慮，尤其是在磁性設(shè)計(jì)方面。由于交錯(cuò)式BCMPFC的頻率可能高至數(shù)百kHz，且變化多達(dá)10：1，升壓電感必需定制設(shè)計(jì)。采用適當(dāng)?shù)燃?jí)的等效多股絞合線可以盡量減小AC損耗，而AC損耗正是BCMPFC升壓電感中銅損耗的主要部分。應(yīng)該采用適合于高頻工作的開(kāi)氣隙的鐵氧體材料，得的PFC效率如圖3所示。

圖3.交錯(cuò)式BCMPFC測(cè)得的效率(100%=330W)

　　對(duì)于300W小型AHB變壓器，一種解決方案是采用兩個(gè)水平磁芯結(jié)構(gòu)：初級(jí)端繞組串聯(lián)，次級(jí)端繞組并聯(lián)。在一個(gè)不到20mm的小型元件上設(shè)計(jì)橫截面積150mm2的傳統(tǒng)形狀的磁芯是不可能的事情。最后一個(gè)重要設(shè)計(jì)步驟是把AHB變壓器中的漏電感量控制在允許范圍之內(nèi)。對(duì)于ZVS，需要某些特定的漏電感值，對(duì)于自驅(qū)動(dòng)SR，需要調(diào)節(jié)時(shí)序延遲。在本設(shè)計(jì)中因變壓器產(chǎn)生的有效泄漏被優(yōu)化為7μH，也就是總體有效磁性電感的1.5%。300WAHBDC-DC轉(zhuǎn)換器測(cè)得的效率結(jié)果如圖4所示。

圖4.AHB390Vto12V/25A，DC-DC測(cè)得的效率(100%=300W)

　　滿負(fù)載效率主要由轉(zhuǎn)換器功率水平的傳導(dǎo)損耗來(lái)決定，因此，在這些條件下，幾乎沒(méi)有一種控制器有所助益。不過(guò)，要保持較高的輕載效率，倒有好幾種控制器技術(shù)可供考慮。FAN9612是一款交錯(cuò)式雙BCMPFC控制器，其利用一個(gè)內(nèi)部固定最大頻率鉗位來(lái)限制輕載下和AC輸入電壓的過(guò)零點(diǎn)附近的與頻率相關(guān)的CossMOSFET開(kāi)關(guān)損耗。在AC線電壓部分VIN>VOUT/2期間，采用谷底開(kāi)關(guān)技術(shù)來(lái)感測(cè)最佳MOSFET導(dǎo)通時(shí)間，進(jìn)一步降低Coss電容性開(kāi)關(guān)損耗。另一方面，當(dāng)VIN

圖5.PFC相位管理(1→2，19%=64W；2→1，12%=42W)

　　AHB隔離式DC-DC轉(zhuǎn)換器的實(shí)現(xiàn)方案可采用AHB控制器FSFA2100來(lái)實(shí)現(xiàn)。這種先進(jìn)的集成度讓設(shè)計(jì)人員利用較少的外部元件即可獲得高達(dá)420W的極高效率。把這三大關(guān)鍵功能整合在單個(gè)封裝中，可避免對(duì)ZVS所需的死區(qū)時(shí)間的編程任務(wù)，并把內(nèi)部驅(qū)動(dòng)器與MOSFET之間的柵極驅(qū)動(dòng)寄生電感減至最小。SIP功率封裝中的功耗大部分源于內(nèi)部MOSFET的開(kāi)關(guān)，因此需要一個(gè)小型擠壓式散熱器，尤其是對(duì)無(wú)強(qiáng)制空氣冷卻的300W設(shè)計(jì)。

　　總的AC-DC系統(tǒng)包括輸入EMI濾波器、橋式整流器、交錯(cuò)式BCMPFC和AHBDC-DC，它獲得的總體效率如圖6所示。在Vin=120VAC時(shí)，該設(shè)計(jì)峰值效率為91%；Vin=230VAC時(shí)為92%；Vin=120VAC或230VAC，以及POUT>38%(114W)時(shí)，大于90%。

圖6.測(cè)得的總體系統(tǒng)效率(包含了EMI濾波器)

　　磁性元件設(shè)計(jì)、功率半導(dǎo)體選擇、PCB版圖、散熱器選擇以及控制器特性，所有這些都必須完全協(xié)同工作，才能成功實(shí)現(xiàn)一個(gè)在大負(fù)載范圍上可獲得高效率的小型AC-DC電源設(shè)計(jì)。對(duì)于一個(gè)特定應(yīng)用，根據(jù)系統(tǒng)的具體要求，可能有一個(gè)以上的理想解決方案。